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隨著技術(shù)的進(jìn)步，目前高速集成電路的信號(hào)切拘時(shí)間已經(jīng)達(dá)到幾百ps，時(shí)鐘頻率也可達(dá)到幾百M(fèi)Hz如此高的邊沿速率導(dǎo)致印刷電路板上的大量互連線產(chǎn)生低速電路中所沒有的傳輸線效應(yīng)，使信號(hào)產(chǎn)生失真，嚴(yán)重影響信號(hào)的正確傳輸。若在電路板設(shè)計(jì)時(shí)不考慮其影響，邏輯功能正確的電路在調(diào)試時(shí)往往會(huì)無(wú)法正常工作。為了解決這個(gè)問題，在設(shè)計(jì)高速電路時(shí)必須進(jìn)行信號(hào)完整性分析，采用虛擬樣板對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行透徹仿真，精確分析電路的布局布線對(duì)信號(hào)完整性的影響，并以此來指導(dǎo)電路的設(shè)計(jì)。這樣，以往很多在調(diào)試時(shí)才能發(fā)現(xiàn)的問題，在設(shè)計(jì)期間就可以解決，極大地提高了設(shè)計(jì)成功率，縮短了設(shè)計(jì)周期。

要對(duì)信號(hào)進(jìn)行完整性分析，首先要建立精確的器件模型。以前在電路仿真時(shí)普遍采用SPICE模型，它是建立在電路基本元器件（如晶體管、電阻、電容等）的工作機(jī)理和物理細(xì)節(jié)之上的，可以精確地在電路器件一級(jí)仿真系統(tǒng)的工作特性，驗(yàn)證系統(tǒng)的邏輯功能，因此在集成電路設(shè)計(jì)中得到了廣泛的應(yīng)用。因?yàn)樗軌蚓_計(jì)算出系統(tǒng)的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)等各種工作特性， 所以也可以用來進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)的信號(hào)完整性分析。但是使用SPICE模型有一些難以克服的缺點(diǎn)：首先，由于SPICE模型是晶體管一級(jí)的模型，隨著現(xiàn)在集成電路規(guī)模越來越大，即使只建立各個(gè)管腳的SPICE模型，也會(huì)包含成千上萬(wàn)晶體管一級(jí)的器件，所以其仿真速度必然很慢，這對(duì)于交互的PCB設(shè)計(jì)來講是不可接受的；其次，由于SPICE模型涉及到許多集成電路設(shè)計(jì)方面的細(xì)節(jié)，一般集成電路廠商都不愿意公共提供，限制了它的廣泛誚。我，需要有另外一種通用的模型來替代SPICE模型完成信號(hào)完整性分析，IBIS模型正是在這種情況下產(chǎn)生的。IBIS模型是通過一族電流/電壓（I/V）和電壓/時(shí)間（V/T）曲線來描述各個(gè)器件管腳的輸入輸出（I/O）特性的。由于IBIS模型只描述器件的外部特性，不涉及到器件的內(nèi)部細(xì)節(jié)，不存在知識(shí)產(chǎn)權(quán)泄漏的問題，因此得到了各大集成電路廠商的技術(shù)。另外IBIS模型的抽象層次比SPICE模型高，是建立在器件一級(jí)的模型，模擬時(shí)所需的計(jì)算量少，因此模擬速度大為提高，一般比SPICE模型高兩個(gè)數(shù)量級(jí)，非常適合于系統(tǒng)級(jí)的仿真。現(xiàn)在IBIS模型已經(jīng)被接納為國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)EIA/ANSI-656，版本也從ver1.0發(fā)展到了現(xiàn)在的ver3.2。

1 IBIS模型的構(gòu)成

下面以CMOS電路輸入/輸出緩沖器為例介紹IBIS建模的基本原理，其它器件的建模可參考IBIS規(guī)范。

1.1 輸入模型

輸入緩沖器模型包括了影響信號(hào)傳輸質(zhì)量的主要因素。C_pkg、R_pkg、L_pkg為管腳的封裝參數(shù)，分別對(duì)應(yīng)封裝所引起的寄生電容、電阻和電感；C_comp為管腿的輸入電容，由器件的內(nèi)容結(jié)構(gòu)決定；Power_Clamp和GND_Clamp分別表示管腿的輸入鉗位二極管，其特性用輸入電流/電壓（I/V）曲線來描述。

1.2 輸出模型

輸出模型比輸入模型稍微復(fù)雜一些。C_pkg、R_pkg、L_pkg仍然是管腿的封裝參數(shù)；C_comp是管腿的輸出電容，Power_Clamp和GND_Clamp分別表示管腿的輸出鉗位二極管，其特性也用V/I曲線來描述；與輸入不同的是輸出模型中多了Pullup和Pulldown參數(shù)，Pullup表示輸出為高電平時(shí)同的上拉電壓與輸出電流的關(guān)系，Pulldown的意義則相反，它們都用V/I曲線描述；Ramp_rate表示輸出電壓的變化速率，這是一個(gè)動(dòng)態(tài)參數(shù)，用以描述器件的交流特性。

1.3 IBIS模型的表示

同SPICE模型一樣，IBIS模型文件也用可閱讀的ASCII碼表示，一個(gè)器件的IBIS模型由若干部分組成，每一部分都以一個(gè)關(guān)鍵字開頭，然后對(duì)所定義的關(guān)鍵字利用數(shù)據(jù)或表格的形式進(jìn)行描述。下面是一個(gè)簡(jiǎn)單的IBIS模型文件的示例，其中包括了一些最常用的關(guān)鍵字：

[IBIS Ver] 2.1

[Comment Char] |_char

[File Name] n74f244n.ibs

[File Rev] 2.0

[Date] September 17,1997

[Source] File originated at Intel Corporation,as an example of an IBIS Version 1.0 file.

[Notes] This is modified from an original Version 1.0 example to include some IBIS Version 2.1 features to illustrate some keywords,sub parameters and IBIS format style.

[Disclaimer] This information is for modeling purposes only,and is not guaranteed.

[Copyright] None

[Component] N74F244N

[Manufacturer] Philips

[Package]

| typ min max

R_pkg 50m 10m 100m

L_pkg 6.3nH 2.4nH 10.2nH

C_pkg 1.35pF 0.89pF 1.81pF

|

[Pin] signal_name model_name R_pin L_pin C_pin

|

1 Oea# ENABLE NA 10.2nH 1.81pF

2 Ia0 F244_INP NA 7.8nH 1.50pF

3 Yb0 F244_OUT NA 5.8nH 1.17pF

… data omitted …

20 Vcc POWER NA 10.2nH 1.81pF

| F244_OUT MODEL

[Model] F244_OUT

Model_type 3-state

Polarity Non-Inverting

Enable Active-Low

Rref = 500

Cref = 50pF

Vref = 0V

Vmeas = 1.5V

| typ min max

[Voltage Range] 5.0V 4.5V 5.5V

[Pulldown]

| Voltage I(typ) I(min) I(max)

-5.0V -16m -15.2m -16.5m

-4.0V -14m -13.2m -14.5m

… data omitted …

10.0V 755m 612m 810m

[Pullup]

… data omitted …

[GND Clamp]

| Voltage I(typ) I(min) I(max)

-5.0V -784m -756m -811m

-1.0V -64m -56m -71m

… data omitted …

5.0V 0.0m 0.0m 0.0m

[Ramp]

| typ min max

dV/dt_r 1.5/2.00n 1.5/2.98n 1.5/1.61n

dV/dt_f 2.0/1.21n 2.0/1.74n 2.0/0.65n

| F244_INP MODEL

… data omitted …

| ENABLE MODEL

… data omitted …

|

[End]

IBIS模型可以由集成電路廠商提供，也可以通過實(shí)際測(cè)量得到，或者將已有的SPICE模型進(jìn)行轉(zhuǎn)換，現(xiàn)在已經(jīng)有許多成熟的轉(zhuǎn)換程序供使用。

2 IBIS模型的精度

由于IBIS模型是通過SPICE模型轉(zhuǎn)換或直接測(cè)量得到的結(jié)果，因此它具有較高的精度，能夠很好地反映器件的外部特性。

該電路用一個(gè)輸出緩沖器驅(qū)動(dòng)一段傳輸線負(fù)載，并測(cè)量傳輸線末端的電壓波形。

兩種方法的仿真結(jié)果相差無(wú)幾，因此利用IBIS模型進(jìn)行信號(hào)完整性分析是非常精確和可靠的。

3 利用IBIS模型進(jìn)行信號(hào)完整性分析

懂得了IBIS模型的基本原理，就可以方便地對(duì)所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行信號(hào)完整性分析了。由于IBIS模型具有高精度以及器件透明性等優(yōu)點(diǎn)，其一推出就得到了各大EDA廠商的支持。現(xiàn)在各種EDA工具都具有利用IBIS模型進(jìn)行系統(tǒng)仿真的功能，有些還將其與PCB設(shè)計(jì)工具集成在一起，設(shè)計(jì)過程中可以直接在線進(jìn)行信號(hào)的仿真驗(yàn)證，使用非常方便。

3.1 信號(hào)完整性分析的原理

雖然各種EDA工具對(duì)信號(hào)完整性分析的實(shí)現(xiàn)方法不同，但其基本原理卻是一致的。電路都是由器件通過導(dǎo)線互聯(lián)構(gòu)成的，信號(hào)完整性分析的基本單元就是連接若干個(gè)器件的布線網(wǎng)絡(luò)。

每一個(gè)網(wǎng)絡(luò)所連接的管腿的I/O特性直接由相應(yīng)器件的IBIS模型來描述（無(wú)源器件也可以使用SPICE模型），各個(gè)器件之間的互聯(lián)導(dǎo)線則等效成傳輸線模型。傳輸線的具體參數(shù)可以根據(jù)PCB板的厚度、材料、層數(shù)、布線的線寬、間距等已知參數(shù)計(jì)算得到，各個(gè)網(wǎng)絡(luò)之間由于導(dǎo)線交叉耦合而引起的寄生參數(shù)如寄生電容、電阻、電感等也可以計(jì)算出來。這樣，在信號(hào)傳輸?shù)娜^程中，從源端發(fā)送一直到目的端接收的主要影響因素就都已經(jīng)包括在內(nèi)，再根據(jù)相應(yīng)的電路理論就可以精確計(jì)算出信號(hào)在傳輸過程中所發(fā)生的各種變化。

3.2 信號(hào)完整性分析的應(yīng)用

3.2.1 信號(hào)延遲分析

一些高速數(shù)字電路，如存儲(chǔ)器接口等，要求各個(gè)存儲(chǔ)芯片的時(shí)鐘相位偏差不能過大，否則可能膾引起讀寫錯(cuò)誤，這就要求從時(shí)鐘發(fā)生器到各個(gè)芯片接收端因PCB布線引起時(shí)鐘延遲要大致相等。利用信號(hào)完整性分析工具，就可以方便地模擬時(shí)鐘到達(dá)各個(gè)芯片的時(shí)間延遲，從而調(diào)整相應(yīng)的布局布線以達(dá)到預(yù)定的要求。

3.2.2 信號(hào)畸變分析

利用信號(hào)波形可以直觀地觀察信號(hào)在傳輸過程中所發(fā)生的畸變，包括過沖、下沖、振鈴等各種現(xiàn)象。IBIS模型提供了電路的動(dòng)態(tài)參數(shù)，因此可以模擬脈沖傳輸?shù)娜^程。對(duì)比傳輸前后信號(hào)波形的變化，就可以知道電路設(shè)計(jì)能否滿足要求，如不滿足則可以做出相應(yīng)的修改。

3.2.3 信號(hào)串?dāng)_分析

串?dāng)_是指兩個(gè)不同的電性能網(wǎng)絡(luò)之間相互作用。產(chǎn)生串?dāng)_的被稱為Aggressor,而接干擾的被 稱為Victim。通常，一個(gè)網(wǎng)絡(luò)既是Aggressor，又是Victim。嚴(yán)重的串?dāng)_會(huì)導(dǎo)致信號(hào)的延遲增加、波形畸變加劇等后果。串?dāng)_是電路設(shè)計(jì)中最難解決的問題之一，因?yàn)樵陔娐返淖詈笳{(diào)試過程中很難判斷是由于串?dāng)_引起的還是其它因素影響的。目前解決這個(gè)問題的最好方法就是在電路設(shè)計(jì)過程中進(jìn)行模擬，預(yù)選避免由于串?dāng)_而可能引起的各種問題。

4 信號(hào)完整性分析應(yīng)用示例

下面通過一個(gè)阻抗匹配的例子說明如何進(jìn)行信號(hào)完整性分析，分析工具采用Cadence公司的Signoise（其它PCB設(shè)計(jì)軟件也有相類似的工具，如PADS的Linesim和Boardsim，Protel的Signal Integrity Tools等）。

阻抗匹配是電路設(shè)計(jì)中經(jīng)常遇到的問題。當(dāng)負(fù)載的阻抗與驅(qū)動(dòng)源的阻抗不相等時(shí)，信號(hào)傳輸時(shí)會(huì)在源與目的之間來回反射多次，從而導(dǎo)致過沖、振鈴等現(xiàn)象而使信號(hào)質(zhì)量變差，阻抗匹配的目的就是通過端接適當(dāng)?shù)碾娮枋乖春湍康亩说淖杩勾笾孪嗟取?/p>

示例電路很簡(jiǎn)單。用一個(gè)74LS245作為驅(qū)動(dòng)源驅(qū)動(dòng)一個(gè)74LS245負(fù)載，中間串入電阻R作為阻抗匹配電阻，激勵(lì)信號(hào)采用占空比為50%的50MHz方波。

仿真前首先為器件分配IBIS模型，一般是由芯片供應(yīng)商提供，也可使用Signoise自帶的模型仿真庫(kù)中的模型；然后將激勵(lì)信號(hào)設(shè)為占空比為50%的50MHz方波。這樣就可以進(jìn)行仿真分析了。PCB板的布線線寬為6mil(mil：千分之一英寸)，為了突出傳輸線效應(yīng)走線長(zhǎng)度拉長(zhǎng)為5英寸，通過改變阻抗匹配電阻R的值，可得到一組驅(qū)動(dòng)端與負(fù)載端的信號(hào)曲線。

從以上各組曲線可以看出，匹配電阻的改變對(duì)信號(hào)質(zhì)量有很大影響。電阻值較小時(shí)信號(hào)有較大的震蕩，電阻值過大時(shí)信號(hào)又上升緩慢，延遲時(shí)間變長(zhǎng)。其中R=33Ω時(shí)信號(hào)上升速度快且沒有振蕩，信號(hào)質(zhì)量最好，所以阻抗匹配電阻應(yīng)取為33Ω。由此可以看出，信號(hào)完整性分析能夠幫助我們提早發(fā)現(xiàn)電路設(shè)計(jì)中的問題，并且能夠根據(jù)仿真結(jié)果修改電路參數(shù)以達(dá)到預(yù)定要求。

現(xiàn)在，電路板設(shè)計(jì)下在向高密度、高速度、小型化、低成本的方向發(fā)展，而且由于市場(chǎng)的激烈競(jìng)爭(zhēng)，技術(shù)的不斷更新?lián)Q代，設(shè)計(jì)周期越來越短，傳統(tǒng)的先設(shè)計(jì)后驗(yàn)證的方法已經(jīng)不能適應(yīng)這種發(fā)展趨勢(shì)。在國(guó)外，設(shè)計(jì)復(fù)用、并行設(shè)計(jì)、信號(hào)完整性驗(yàn)證已經(jīng)成為設(shè)計(jì)者推崇的三大要求。但在國(guó)內(nèi)，由于技術(shù)、資金等各方面條件的限制，還沒有獲得廣泛的應(yīng)用，因此急待學(xué)習(xí)和改善條件，以提高我們的設(shè)計(jì)水平，增強(qiáng)產(chǎn)品的競(jìng)爭(zhēng)力。